次世代絶縁型シグマ・デルタ・モジュレータによるシステムレベルの電流測定改善

Technical Article 次世代絶縁型 シグマ・デルタ・ モジュレータによる システムレベルの電流測定改善 Nandin Xu、製品アプリケーション・エンジニア はじめに コモンモード過渡耐圧とは 本稿では、まずコモンモード過渡耐圧（CMTI）の仕様と、シス コモンモード過渡耐圧は、絶縁境界を越えて印加されるトラン テムにおけるその重要性を紹介します。更に、新しい絶縁型シグ ジェント・パルスの立上がりと立下がりのレートを規定するもの マ・デルタ（ΣΔ）モジュレータ・ファミリとその性能、そして です。これを超えると、クロックまたはデータが破損します。パ これらのモジュレータがどのようにシステム電流の測定精度（特 ルスの変化率と絶対コモンモード電圧（VCM）の両方が記録さ にオフセット誤差とオフセット誤差ドリフト）を改善するのかを れます。 説明します。そして、最後に推奨回路ソリューションを紹介します。 新しい絶縁型モジュレータは、静的および動的両方のCMTI条件 絶縁型モジュレータは、高精度の電流測定と電気的絶縁が必要と 下で試験されています。静的試験では、デバイスからのシングル されるモータやインバータに広く使われています。モータ／イン ビット誤差が検出されます。動的試験では、CMTIパルスをラン バータ・システムでは高集積化と高効率化が進んでおり、SiCお ダムに印加した際のノイズ性能の変動について、フィルタ処理さ よびGaN FETがMOSFETやIGBTに取って代わりつつあります。 れたデータ出力がモニタされます。試験の簡略ブロック図を図1 これは、SiCおよびGaN FETの方が小型でスイッチング周波数 に示します。 も高く、熱放出も小さいといった利点を備えていることによりま す。ただし、絶縁コンポーネントには高いCMTI能力が求められ ます。また、より精度の高い電流測定を行う必要もあります。次 世代の絶縁型モジュレータはCMTI能力を大幅に増加させ、測定 精度自体も向上します。 VDD1 VDD2 ±FS 5 AIN+ MCLK 1 Battery ADC DAQ Platform 1 AIN– MDAT 4 GND1 GND2 1 VDD2 6 Oscilloscope 3 2 VCM 図1. CMTI試験の簡略ブロック図 VISIT ANALOG.COM/JP Isolation

高スルー・レート（高周波数）のトランジェントは絶縁バリア越 しに伝送されるデータを破損させる可能性があるので、CMTIは 重要な指標です。これらのトランジェントからの影響の受けやす さを理解し、それを測定することは非常に重要です。アナログ・ デバイセズの試験方法は、磁気カプラのコモンモード過渡耐圧 （CMTI）の測定方法などを定めたIEC 60747-17規格に基づいて います。 (a) No VCM ベンチ上で絶縁型モジュレータのCMTI特性を 評価する方法 簡易CMTI試験プラットフォームには、図1に示すように以下の 品目が含まれます。 X VDD1/VDD2用バッテリ電源。 X 高コモンモード電圧パルス発生器。 (b) 50 kV/μs X データ・モニタ用オシロスコープ。 X データ解析に使用するデータ・アクイジション・プラット フォームと、絶縁型モジュレータに使用する256デシメー ションsinc3フィルタ。 X 絶縁モジュール（通常は光学絶縁を使用）。 X 絶縁型モジュレータ。 静的および動的CMTI試験には同じプラットフォームが使われま (c) Over Spec す。異なるのは入力信号だけです。このプラットフォームは、他 図2　時間領域の動的CMTI性能 の絶縁製品のCMTI性能の試験にも使用できます。絶縁型モジュ 図3は、異なる周波数トランジェント（これはトランジェント時 レータでは、1ビットのストリーム・データにデシメーションと 間を変化させることによってVCMトランジェント・レベルを維 フィルタ処理を行い、それをモータ・コントロール・システムの 持することを意味します）におけるFFT領域の性能を示していま 制御ループに転送するので、より包括的で有効な動的CMTI試 す。図3の結果は、高調波とトランジェント周波数の間に強い関 験性能が得られます。図2と図3に、異なるCMTIレベルにおけ 連性があることを示しています。したがって、絶縁型モジュレー る時間領域と周波数領域のCMTI動的試験性能を示します。図 タのCMTI能力が高いほど、FFT解析におけるノイズ・レベルは 2からは、同じ絶縁型モジュレータに大きいVCMトランジェン 低くなります。前世代の絶縁型モジュレータと比較して、次世代 ト信号を加えると、スプリアスが大きくなることが分かります。 のADuM770xデバイスでは、表1に詳細を示すようにCMTI能 VCMトランジェント信号が絶縁型モジュレータの仕様を超える 力が25kV/µsから150kV/µsに向上しており、それによってシ と、時間領域で非常に大きいスプリアスが発生します（図2cを ステムの過渡耐圧が大幅に増加します。 参照）。モータ・コントロール・システム内でモジュレータを使 用する場合、これは深刻な結果をもたらし、大きいトルク・リッ プルを発生させます。 (a) 2 kHz, 80 kV/μs (b) 10 kHz, 50 kV/μs 図3　周波数領域の動的CMTI性能 2 次世代絶縁型シグマ・デルタ・モジュレータによるシステムレベルの電流測定改善

システムレベルの補償およびキャリブレーション モジュレータへの入力は入力マルチプレクサで交互に反転され 手法 （チョップされ）、チョッピング（マルチプレクサを「0」または「1」 モータ・コントロール・システムやインバータ・システムでは、 の状態に切り替える）の各フェーズでADC変換が行われます。 電流データの精度が高いほどシステムの安定性と効率が向上しま モジュレータのチョッピングは、出力信号をデジタル・フィルタ す。オフセット誤差とゲイン誤差は、ADCの一般的なDC誤差源 へ渡す前に出力マルチプレクサ内で反転されます です。図4に、オフセット誤差とゲイン誤差がADCの伝達関数 ΣΔモジュレータのオフセットをV とすると、チョップが0の にどのように影響するのかを示します。これらの誤差は、トルク・ OS ときの出力は (AIN(+) − AIN(−)) + VOS、チョップが1のときの リップルや回転数リップルとしてシステムに影響を与える可能性 出力は −[(AIN(−) − AIN(+)) + V ] となります。誤差電圧V があります。ほとんどのシステムでは、システムに対する誤差の OS OS はデジタル・フィルタでこれら2つの結果を平均することによっ 影響を抑えるために、室温でこれらの誤差を補正する場合があり て除去され、(AIN (+) − AIN (−)) となります。これは、オフセッ ます。 ト項のない差動入力電圧と同じです。 +FS +FS 最新の絶縁型モジュレータは、内部のアナログ設計を最適化して Actual Actual 最新のチョッピング手法を使用することにより、オフセット誤差 とゲイン誤差に関係する性能を向上します。これによってシステ Ideal Ideal ム設計が大幅に簡略化され、キャリブレーション時間も短縮され 0 0 ます。最新のADuM770xデバイスは最も高い絶縁レベルと最良 Zero Error Zero Error のADC性能を備えています。LDOバージョンを使用することも With Gain Error Offset Offset Error = 0 できるので、システム用の電源設計が容易になります。 Error No Gain Error Zero Error Results from Zero Error = Offset Error –FS –FS Gain Errors 図4　ADC伝達関数のオフセット誤差とゲイン誤差 表1. 主な仕様の比較 全温度範囲にわたってオフセット・ドリフト誤差とゲイン誤差を 補正するのは室温での補正より難しいので、室温以外ではこれら 主な仕様 ADuM7701/ ADuM7702/ AD7403 AD7401 ADuM7703 ADuM7704 の誤差が問題となります。システム温度が分かっている場合、ド 動作電圧（VPK） 1270 1270 1250 891 リフト・プロファイルが直線的で予測可能なコンバータであれば、 絶縁 そのオフセット誤差とゲイン誤差のドリフト補正は、プロファイ CMT（I kV/µs） （最小値） 150 150 25 25 ルに補正係数を加えて、オフセット・ドリフト・プロファイルを オフセット誤差 ±0.18 ±0.18 ±0.75 ±0.6 できるだけフラットにすることにより行うことができます（ただ （mV最大値） しコストと時間がかかります）。この補正方法の詳細は、アプリ オフセット・ドリフト ±0.25 (16ピン) ケーション・ノートAN-1377に示されています。この方法を用 （µV/ºC最大値）、 — 50mV時 ±0.6 — — いれば、AD7403/AD7405のデータシートに仕様規定されたド (8ピン) リフト値を、オフセット・ドリフトについては最大30%、ゲイン オフセット・ドリフト （µV/ºC max）、 ±0.6 — 3.8 3.5 誤差ドリフトについては最大90%減らすことができ、更にオフ 250mV時 セット誤差とゲイン誤差のドリフトをシステムレベルで改善した ゲイン誤差 ±0.2 ±0.2 ±1.2 ±0.3 い場合は、他のコンバータ・コンポーネントにもこれを適用する （%FSR最大値） ことができます。 ゲイン・ドリフト ±15.6 性能 （ppm/ºC）、 — (typ) 50mV時 ±31.3 — — (max) チョッピング手法の使用法 ±12.5 65 この他にも、システム設計者がより効率的で便利に使用できる、 ゲイン・ドリフト （ppm/ºC ）、 (typ) — (typ) 36 チョッピング手法と呼ばれる着想があります。チョッピング機能 250mV時 ±28 95 (typ) (max) (max) は、オフセット誤差とゲイン誤差のドリフトを最小限に抑えるた 14.2 めに、シリコン自体に組み込むことも可能です。チョッピング方 ENOB（ビット）、 50mV時 — (typ) 13.1 — — 式の概要を図5に示します。この例では、1個のADCに実装され (min) たソリューションが、アナログ・シグナル・チェーン全体をチョッ 14 14.2 ピングして、オフセット誤差と低周波数帯の誤差を除去します。 ENOB（ビット）、 (typ) (typ) 11.5 250mV時 13.3 — 13.1 (typ) (min) (min) Input Mux 内蔵 LDO なし あり なし なし AIN(+) V 0 OS Output Mux A (–) 1 – + VIN(+) 8ピン 8ピン 8ピン IN Sigma-Delta 0 パッケージ および および および 16ピン Modulator –1 1 16ピン 16ピン 16ピン 0 V 1 IN(–) Chop 図5　チョッピング VISIT ANALOG.COM/JP 3

Floating/Iso Floating/Iso Floating/Iso Power Supply 2 Power Supply 1 Power Supply 0 400 V 400 V 400 V GND1 GND2 Gate Gate Gate Drive Drive Drive Circuit Circuit Circuit GND 1 100 nF 10 μF 10 μF 100 nF LDO/Zener VDD1 VDD2 Gate Gate Gate Optional Drive Drive Drive 10 Ω 82 Ω Circuit Circuit Circuit IN– CLK Motor R Optional SHUNT ADuM770x-8 10 Ω 82 Ω IN+ DATA 220 pF 220 pF 33 pF 33 pF GND1 GND2 GND1 GND2 図6. モータ・システムの代表的電流測定回路 VDD1 VDD2 220 pF 10 Ω 10 μF 100 nF 100 nF 10 μF 82 Ω 33 pF Shunt TBD CLK DATA 10 Ω 82 Ω 220 pF ADuM770x-8 GND1 GND2 33 pF 図7. ADuM770x-8回路の推奨PCBレイアウト 推奨される回路およびレイアウト設計 図6に示す推奨回路セットアップの注意事項を以下に示します。 モータ・システムの代表的な電流測定回路を図6に示します。シ X VDD1/VDD2をデカップリングするためには10µF/100nF ステムには3つの相電流測定回路が必要ですが、ブロック図に示 のコンデンサが必要で、これらのコンデンサは対応するピン したのは1つだけです。他の2つの相電流測定回路も同様の構成 にできるだけ近付けて配置する必要があります。 で、これらは青い破線で示されています。この相電流測定回路で は、R X 10Ω/220pFのRCフィルタが必要です。 SHUNT抵抗の一方の側がADuM770x-8の入力に接続されて いることが分かります。もう一方の側は、高電圧FET（IGBTまた X シャントによるノイズの影響を減らすために、オプションの はMOSFETを使用可能）とモータに接続されます。高電圧FET 差動コンデンサを使用することを推奨します。コンデンサは のステータスが変化すると、常に過電圧状態、低電圧状態、また IN+/IN–ピンの近くに配置してください（0603パッケージを はその他の電圧不安定状態が生じます。これに応じてRSHUNT抵抗 推奨）。 の電圧変動がADuM770x-8に伝達され、これに関係するデータ X デジタル出力ラインが長い場合は、82Ω/33pFのRCフィル がDATAピンに出力されます。レイアウトとシステム絶縁の設計 タを推奨します。良好な性能を得るには、シールドされたツ は不安定な電圧状態を改善することもあれば悪化させることもあ イスト・ペア・ケーブルの使用を検討する必要があります。 り、その結果は位相電流の測定精度に影響します。 X より高い性能が求められる場合は、4端子シャント抵抗の使用 を検討してください。 4 次世代絶縁型シグマ・デルタ・モジュレータによるシステムレベルの電流測定改善

最良の性能を実現するには良好なレイアウトも必要です。推奨レ イアウトを図7に示します。同相ノイズ除去能力を向上させるた 著者について めに、シャント抵抗からIN+/IN–入力ピンへの配線には差動ペ Nandin Xu ア線を使うことを推奨します。10Ω/220pFフィルタは、IN+/ 中国上海のアナログ・デバイセズで製品アプリケーショ IN–入力ピンにできるだけ近付けて配置する必要があります。 ン・エンジニアとして勤務。中国におけるRDC、絶縁型モ 10µF/100nFのデカップリング・コンデンサも、VDD1/VDD2 ジュレータ、高精度ADC/DAC製品のテクニカルサポート 電源ピンにできるだけ近付けて配置してください。パーシャル・ を担当。中国武漢の華中科技大学で制御科学と制御技術の グランド・プレーンのGND1は、信号を安定させるために入力関 修士号を取得。同学を卒業後、2013年にアナログ・デバ 連回路の下に配置することを推奨します。電源電流の変動の影響 イセズ入社。バスケットボールとサッカーの熱心なファン。 を緩和するために、シャント抵抗からADuM770x-8 GNDピン 連絡先：nandin.xu@analog.com へスター接続された独立のGND1ライン（差動ペア配線ラインと 並列に紫で示されたライン）が必要です。 EngineerZone® まとめ オンライン・サポート・コミュニティ 最 新 のADuM770x絶 縁 型ΣΔモ ジ ュレ ー タで はCMTIが アナログ・デバイセズのオンライン・サポート・コミュ 150kV/µsのレベルまで向上しており、温度ドリフト性能も改善 ニティに参加すれば、各種の分野を専門とする技術者と されています。これは、電流測定アプリケーションにとって大き の連携を図ることができます。難易度の高い設計上の問 な利点です。また、推奨される回路とレイアウトを使用すれば、 題について問い合わせを行ったり、FAQを参照したり、 設計段階の大きな助けとなります。 ディスカッションに参加したりすることが可能です。 参考資料 ADuM7704データシートアナログ・デバイセズ、2020年8月 Visit ez.analog.com Heo, Hong-Jun; Seon-Ik Hwang; Jang-Mok Kim; and Jin- Woo Choi.“ Compensating of Common Scaling Current- ＊英語版技術記事はこちらよりご覧いただけます。 Measurement Error for Permanent Magnet Synchronous Motor Drives.” 2016 IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC-ECCE Asia), May 2016. McCarthy, Mary“ AN-1131: Chopping on the AD7190, AD7192, AD7193, AD7194, and AD7195.” アナログ・デバ イセズ、2011年10月 Merino, Miguel Usach and Gerard Mora Puchalt.“ ADCの性 能を引き出す容量性PGA” アナログ・ダイアログ、Vol. 50、No. 3、2016年8月 O’Byrne, Nicola.“ MS-2652: 産業用モーション・コントロール のための測定手法”アナログ・デバイセズ、2014年6月 VISI T A N A L O G . C O M /JP お住いの地域の本社、販売代理店などの情報は、analog. ©2021 Analog Devices, Inc. All rights reserved. com/jp/contact をご覧ください。 本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に属します。 Ahead of What’s Possibleはアナログ・デバイセズの商標です。 オンラインサポートコミュニティEngineerZoneでは、アナ ログ・デバイセズのエキスパートへの質問、FAQの閲覧がで きます。 TA23159-12/21